Телекомунікаційні системи та мережі. Том 1. Структура й основні функції.  /  Зміст  /  Розділ 6. Методи доступу   /  Тема 6.6. Особливості використання просторово-поляризаційних параметрів при радіодоступі

Зміст:

6.6.6. Боротьба з багатопроменевістю в радіолініях доступу

У радіолініях доступу стільникового, транкінгового, пейджингового зв’язку, в технологіях Wi-Fi, Wi-Max за рахунок пересування об’єктів зв’язку, рухів навколишніх предметів, людей виникають швидкі завмирання сигналів, викликані багатопроменевістю, повторним відбиттям від рухомих предметів. Для мінімізації впливів багатопроменевості використовують низку заходів (кодування з перестановкою, плаваючий поріг прийому тощо). Незважаючи на це, все ж виникають втрати сигналу і короткочасні або тривалі втрати зв’язку. Періоди цих втрат складають від часток секунд до декількох секунд. Досвід свідчить, що статистична структура таких завмираючих сигналів різна в різних точках простору, а їх поляризація — випадково змінюється. Цей факт може бути використаний для підвищення надійності зв’язку. Він дає змогу рекомендувати методи рознесеного прийому по простору і (або) по поляризації.

З теорії зв’язку відомо, що рознесений прийом тим ефективніший, чим незалежнішими будуть сигнали в рознесених каналах. Приклад завмираючих сигналів подано на рис. 6.6.10.

Рис. 6.6.10. Фрагменти амплітуд прийнятих сигналів у рознесених каналах

З рисунка видно, якщо в окремих каналах 1 і 2 є глибокі, майже до рівня нуля завмирання амплітуди сигналу, зате в сумарному каналі ці завмирання вже помітні значно менше. Із збільшенням кількості незалежних гілок рознесення вдається не тільки мінімізувати вплив завмирань, але й підняти рівень регулярної складової прийнятого сигналу. Відомі приймальні пристрої тропосферного зв’язку, і де реалізовано 16-кратне рознесення за різними фізичними параметрами, де в кожному з каналів регулярна складова відсутня, а флуктуаційна перебуває на рівні власних шумів. Після синфазного складання й оптимального зважування (6.6.9) вдається одержати результуючий сигнал SΣ(t), який містить регулярну складову з рівнем 20 дБ і більше, що дозволяє вести стійкий прийом.

Таким чином, виникає три важливих завдання. Перше завдання: отримання декількох (двох або більше) незалежних реалізацій прийнятого сигналу. Для цього можуть бути використані два сигнали, які прийняті ортогонально поляризованими антенами, два або більше сигналів, прийнятих у різних точках простору, що рознесені на відстані d≥(10...100)λ, сигнали рознесені за частотою на інтервал f≥1...1,5 МГц. Метод рознесення за кутом надходження сигналу лише згадується в літературі, він ніде реалізований не був. Рознесення за часом використовується, проте в діалогових технологіях воно також не ефективне через надмірні затримки. На рис. 6.6.11 подано різні варіанти просторового рознесення на передачі, на прийомі, на прийомі і передачі одночасно.

Рис. 6.6.11. Можливі схеми множинного прийому сигналів: а — при n-антенах на передачі; б — при m-антенах на прийомі; в — при n-антенах на передачі і m— на прийомі

Друге завдання: складання рознесення сигналів. Воно може бути вирішено або з урахуванням (при синфазному складанні), або без урахування фази носійної частоти (так зване додетекторне і післядетекторне складання). Синфазне складання більш ефективне. Так, при складанні 2-х сигналів з напругою U1 і U2 що різняться за фазою на кут φ одержуємо сумарну потужність:

PΣ ≈ (U1 + U2)2 = U12 + U22 + 2U1U2cosφ.(6.6.19)

Очевидно, при синфазному складанні, коли cosφ = 0, одержуємо PΣP1 + P2 + 2P1 = 4P0. Якщо фазу не враховувати, то третій доданок необхідно відкинути і PΣ ≈ 2 P.

Незважаючи на втрату потужності вдвічі післядетекторне складання (без урахування фази) використовують там, де необхідно максимально спростити схемні рішення. Синфазне ж складання (додетекторне) вимагає додаткових схемотехнічних рішень зі синхронізації високочастотних складових сигналів.

Третє завдання: визначення вагових коефіцієнтів складових сигналів, оскільки від цього значною мірою залежить відношення сигнал/шум результуючого сигналу SΣ. Так, можна скласти всі сигнали з однією і тією ж вагою, наприклад wi = 1 для всіх гілок рознесення (так зване лінійне складання). У цьому разі ті гілки, де сигнал малий, дадуть внесок лише в зростання рівня шуму. Інше рішення: можна кожний момент часу вибирати лише одну гілку, де корисний сигнал максимальний (так званий автовибір), але при цьому будуть відкинуті гілки, де сигнали дещо менші, і вони могли б дати додатний внесок у загальний підсумок.

Можна показати, що найкращим, оптимальним буде складання з вагою wi, пропорційною рівню корисного сигналу в кожному i-каналі (так зване квадратичне складання). У цьому разі (6.6.9) має вигляд

(6.6.20)

де wi = Si(K)(t).

Відома безліч методів розв’язання зазначених 3-х завдань. Наведемо одне, найпопулярніше, де розв’язання 2-ї і 3-ї задач об’єднується в одну загальну задачу. На рис. 6.6.12 подано загальну схему цього розв’язання.

Рис. 6.6.12. Алгоритм квадратичного складання когерентних сигналів S1 та S2 (без урахування квадратурних компонент)

Зважування сигналів S1 і S2 відбувається в перемножувачах m1 і m2, на другий вхід якого подається перетворений на нульову частоту сигнал, отриманий на виходах перетворювачів Пр1 або Пр2. Синфазність досягається тим, що сигнал SΣ(ω) з виходу суматора Σ управляє фазою опорного сигналу перетворювачів. На рис. 6.6.13 подано більш розгорнуту схему (з урахуванням квадратурних компонент). Із рис. 6.6.13 видно, що рівень вихідного сигналу відповідного перетворювача квадратури залежатиме від співвідношення фаз опорного і квадратурного сигналів. Таким чином, на виході суматора формується погоджена з квадратурними компонентами загальна для всіх каналів фаза.

Рис. 6.6.13. Алгоритм квадратичного складання когерентних сигналів S1(ω) та S2(ω) з урахуванням квадратурних компонент S1C(ω), S1S(ω), S2C(ω), S1S(ω)

Ефективність прийому рознесених сигналів залежить від кількості гілок, які розносяться (із збільшенням кількості якість прийому зростає). Вона зростає також залежно від того, наскільки незалежні сигнали в цих гілках рознесення.

На рис. 6.6.14 подано графіки ймовірності помилкового прийому Pn одиночного символу від співвідношення сигнал/шум (h2) для різної кратності рознесеного прийому.

Рис. 6.6.14. Графіки достовірності прийому сигналу при різній кількості гілок рознесення

З графіка випливає, що найбільший внесок додає перехід від одиночного (n = 1) до (n = 2) двократного прийому, всі подальші додавання гілок рознесення дають додатний внесок, але все менший.

На рис. 6.6.15 подано графіки Pn для прийому сигналів у двох гілках рознесення з різним коефіцієнтом кореляції r.

Рис. 6.6.15. Графіки Pn для прийому сигналів у двох гілках рознесення з різним коефіцієнтом кореляції r

З графіків видно, що прийом некорельованих (r = 0) рознесених сигналів дає значний виграш по відношенню до корельованих (r = 1). Навіть у каналах з досить високою кореляцією (r = 0,5) цей виграш є значним. Таким чином, рознесений прийом має сенс використовувати навіть у тих випадках, коли між рознесеними каналами є значна кореляція.

Різновидом методу рознесеного прийому є використання широкосмугових сигналів (ШСС), серед яких найбільшого поширення набули методи прямого розширення спектра (DSSS — Direct Sequence Spread Spectrum) та сигнали з перескоками частоти (ППРЧ — псевдовипадкові перескоки робочої частоти), (FHSS — Frequency Hopping Spread Spectrum). Ці сигнали використовуються в системах Wi-Fi, зокрема вони рекомендовані в стандартах ІЕЕЕ 802.11.

За останні роки все більше фірм, зайнятих виготовленням телекомунікаційного обладнання, а також вчені, фахівці звертають увагу на необхідність використання просторово-поляризаційних ресурсів для забезпечення якості вирішення задач доступу в різних технологіях, що погоджуються з концепцією створення фіксовано-мобільних систем (FMS).